則該阻抗與rfin端的輸入阻抗zin共軛匹配，zin＝r0-jx0；加入可控衰減電路后，在輸入匹配電路101之前并聯接地的r2和sw1所在的支路中，為保證有效的功率衰減，r2一般控制得較小，故對r0影響可以忽略。sw1關斷時，r2和sw1所在的支路可以等效成寄生電抗xc，此時，可控衰減電路和輸入匹配電路的等效阻抗zeq＝(r0+jx0)//jxc+jxl，其中，“//”表示并聯，zeq的實部小于r0，為了使等效阻抗與輸入阻抗盡可能的匹配，減少影響，需要zeq的虛部im(zeq)＝x0，在r0、x0和xc的數值已知的情況下，根據等效阻抗zeq的表達式可以計算出xl，進而得到電感l1的電感值，其中，由于電感l1被集成在硅基芯片上，所以電感l的品質因數q值一般不大于5。為了進一步提高電路實用性，并提高射頻耐壓和靜電保護能力，本申請實施例的進一步形式是將并聯支路的r換成sw2(如圖4所示)，通過控制sw1和sw2的柵極的寬長比控制導通的寄生電阻和關斷的寄生電容以及esd能力。換句話說，在做設計時控制sw1和sw2的柵極的寬長比w/l，可以獲得期望的ron，其中：開關導通的電阻：ron＝1/(μ*cox*(w/l)*(vgs-vth))，其中，*表示乘號，μ是指電子遷移率，cox是指單位面積的柵氧化層電容，w/l是指cmos器件有效溝道長度的寬長比。發射機的前級電路中調制振蕩電路所產生的射頻信號功率很小，必須必采用高增益大功率射頻功率放大器。安徽寬帶射頻功率放大器設計

    包括：第五一電容c51、第五二電容c52、第五三電容c53、第五四電容c54、第五一電阻r51、第五二電阻r52、第五三電阻r53、第五一開關k51和第五二開關k52，第五一電容c51、第五一電阻r51、第五一開關k51和第五二電容順次連接構成支路，第五三電容c53、第五二電阻r52、第五三電阻r53、第五二開關k52和第五四電容c54構成第二支路，支路與第二支路并聯，其中，第五三電容c53的兩端分別連接第五一電容c51和第五二電阻r52的一端，第五二開關k52的兩端分別連接第五二電阻r52的另一端和第五四電容c54的一端，第五三電阻r53的兩端分別連接第五二電阻r52的一端和第五四電容c54的一端，第五四電容c54的另一端連接第五二電容c52。其中，第五一電容、第五二電容、第五三電容和第五四電容的電容取值范圍均為1pf～2pf。因為在電路中，開關兩端需要為零的直流電壓偏置，所以在第五二電阻和第五三電阻兩旁各用一個電容來進行隔直處理。反饋電路中等效電阻越小，反饋深度越大，射頻功率放大器電路的增益越低，因此設置第五三電阻的阻值大于第五一電阻的電阻，第五一電阻的電阻大于第五二電阻的電阻。微控制器控制第五一開關和第五二開關均關斷，此時反饋電路的等效電阻大，可實現高增益。重慶射頻功率放大器研究交調失真有不同頻率的兩個或更多的輸入信號經過功率放大器而產生的 混合分量由于功率放大器的非線性造成的。

    vgs是指柵源電壓，vth是指閾值電壓。開關關斷的寄生電容：coff＝fom/ron。其中fom為半導體工藝商提供的開關ron與coff乘積，單位為fs(飛秒)。另，w/l較大，發生esd時有利于能提供直接的低阻抗電流泄放通道。用兩個sw疊加，相對單sw，能在esd大電流下保護sw的mos管不被損壞。當可控衰減電路的sw使用了疊管設計，兩個開關sw1和sw2的控制邏輯是一樣的：(1)非負增益模式下，sw1和sw2同時關斷；(2)負增益模式下，sw1和sw2同時打開。本申請實施例中的sw1和sw2在應用中可以采用絕緣體上硅(silicononinsulator，soi)cmos管，也可以是bulkcmos管(平面結構mos管)。下面提供一種采用可控衰減電路和輸入匹配電路的結構，如圖5a所示，圖5a中l2、c1和r2構成驅動放大級電路之前的輸入匹配電路，可以將輸入端口的阻抗匹配到適合射頻功率放大器電路的輸入阻抗位置，這是由于驅動放大級電路需要某種特定阻抗范圍，輸出功率才能實現所需的效率，增益等性能。可控衰減電路的并聯到地支路的sw1和r1，在它們之前的電感l1用于對并聯到地支路的寄生電容的匹配補償。在高增益模式下，這種射頻功率放大器電路輸入的匹配結構簡潔，輸入端口匹配良好，因此輸入端的回波損耗好。

    是為了便于描述本申請和簡化描述，而不是指示或暗示所指的裝置或元件必須具有特定的方位、以特定的方位構造和操作，因此不能理解為對本申請的限制。此外，術語“”、“第二”、“第三”用于描述目的，而不能理解為指示或暗示相對重要性。在本申請的描述中，需要說明的是，除非另有明確的規定和限定，術語“安裝”、“相連”、“連接”應做廣義理解，例如，可以是固定連接，也可以是可拆卸連接，或一體地連接；可以是機械連接，也可以是電氣連接；可以是直接相連，也可以通過中間媒介間接相連，還可以是兩個元件內部的連通，可以是無線連接，也可以是有線連接。對于本領域的普通技術人員而言，可以具體情況理解上述術語在本申請中的具體含義。此外，下面所描述的本申請不同實施方式中所涉及的技術特征只要彼此之間未構成就可以相互結合。請參考圖1，其示出了本申請實施例提供的一種高線性射頻功率放大器的結構示意圖。該高線性射頻功率放大器包括功率放大器、激勵放大器、匹配網絡和自適應動態偏置電路。自適應動態偏置電路用于根據輸入功率等級調節功率放大器的輸出柵極偏置電壓。功率放大器通過匹配網絡和激勵放大器連接射頻輸入端rfin。隨著無線通信/雷達通信系統的發展對固態功率放大器提出了新 的要求：大功率輸出、高效率、高線性度、高頻率.

    圖3中的自適應動態偏置電路的電路結構如圖2所示。射頻輸入端rfin和射頻輸出端rfout之間設置有兩個主體電路，每個主體電路包括激勵放大器和功率放大器，激勵放大器和功率放大器通過匹配網絡連接。主體電路中的c04和c05構成激勵放大器和功率放大器之間的匹配網絡；第二主體電路中的c11和c12構成激勵放大器和功率放大器之間的匹配網絡。主體電路中的激勵放大器與變壓器t01的副邊連接，第二主體電路中的激勵放大器與第二變壓器t03的副邊連接。變壓器t01的原邊和第二變壓器t03的原邊連接，變壓器t01的原邊與第二變壓器t02的原邊之間還連接有電容c01。變壓器t01、第二變壓器t02和電容c01構成一個匹配網絡。變壓器t01的副邊連接有電容c02，第二變壓器t03的副邊連接有電容c09。變壓器t01的原邊連接射頻輸入端rfin，第二變壓器t03的原邊接地。變壓器t01原邊與第二變壓器t03原邊的公共端連接自適應動態偏置電路的輸入端rfin_h。主體電路中的功率放大器與第三變壓器t02的原邊連接，第二主體電路中的功率放大器與第四變壓器t04的原邊連接。第三變壓器t02的副邊與第四變壓器t04的副邊連接，第三變壓器t02副邊和第四變壓器t04副邊之間還連接有電容c16。對于AM．AM失真，它與晶體管是否工作于飽和區密切相關。為減小 AM—AM失真，應降低工作點，常稱為增益回退。海南使用射頻功率放大器供應商

AB類功率放大器在一個周期的50％和loo％的某段時間內導通這 取決所選擇的偏置大小效率和線性度介于A和B類。安徽寬帶射頻功率放大器設計

    nmos管mn14和nmos管mn16構成一個共源共柵放大器。在每個主體電路率放大器源放大器的柵極連接自適應動態偏置電路的輸出端，功率放大器柵放大器的柵極連接自適應動態偏置電路的第二輸出端。如圖3所示，nmos管mn05的柵極通過電阻r03連接自適應動態偏置電路的輸出端vbcs_pa，nmos管mn06的柵極通過電阻r04連接自適應動態偏置電路的輸出端vbcs_pa；nmos管mn13的柵極通過電阻r08連接自適應動態偏置電路的輸出端vbcs_pa，nmos管mn14的柵極通過電阻r09連接自適應動態偏置電路的輸出端vbcs_pa。如圖3所示，nmos管mn07的柵極通過電阻r05連接自適應動態偏置電路的第二輸出端vbcg_pa，nmos管mn08的柵極通過電阻r05連接自適應動態偏置電路的第二輸出端vbcg_pa；nmos管mn15的柵極通過電阻r10連接自適應動態偏置電路的第二輸出端vbcg_pa，nmos管mn16的柵極通過電阻r10連接自適應動態偏置電路的第二輸出端vbcg_pa。在主體電路率放大器源放大器的柵極與激勵放大器的輸出端連接，功率放大器柵放大器的漏極連接第三變壓器的原邊。如圖3所示，nmos管mn05的柵極、nmos管mn06的柵極為功率放大器的輸入端，nmos管mn05的柵極、nmos管mn06的柵極與激勵放大器的輸出端連接。安徽寬帶射頻功率放大器設計

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